Analogtechnik
Bauelemente und Schaltungen, in denen jeder Zwischenwert zählt: Diode, Transistor und Operationsverstärker, Filter und Rauschen, ADC und DAC, Linear- und Schaltregler — und EMV mit sauberer Masseführung.
01 / 08Start & Landkarte
Analogtechnik ist Elektrotechnik mit Halbleitern — und jeder Zwischenwert zählt. Diode, Transistor und Operationsverstärker machen aus Netzwerkgesetzen Schaltungen, die verstärken, filtern, wandeln und versorgen. Der Preis: alles ist ein Abwägen — Verstärkung gegen Bandbreite, Genauigkeit gegen Stromverbrauch, Wirkungsgrad gegen Störabstrahlung.
Voraussetzung sind die Netzwerkgesetze aus der Elektrotechnik. Was hier steht, braucht man beim Schaltungsentwurf, beim Lesen von Datenblättern und beim Leiterplattenentwurf.
Landkarte
🔬Halbleiter & Dioden
Dotierung, pn-Übergang, Diodengleichung, Typen von Schottky bis TVS, SiC und GaN.
🔀Transistor & MOSFET
BJT-Grundschaltungen, Arbeitspunkt · R_DS(on), Gate-Ladung, Halbbrücke, IGBT.
🔺Operationsverstärker
Zwei goldene Regeln, alle Grundschaltungen, reale Grenzen, Auswahl, Komparator.
📶Filter, Frequenzgang & Rauschen
Bode-Diagramm, Butterworth gegen Bessel, Antialiasing · Rauschquellen, Offset, Drift.
🔢ADC & DAC
SAR, Delta-Sigma, Referenzen, ENOB — und was man beim Anschließen falsch macht.
🔌Linear- & Schaltregler
LDO gegen Buck, Topologien, Auslegung, heiße Schleife, Schutzbeschaltung.
📡EMV, Masse & Entkopplung
Kopplungspfade, die zehn wirksamsten Layout-Regeln, Normen, ESD, Fehlersuche.
Wo analog bleibt — und wo digital übernimmt
Am Sensor
Die ersten Millivolt eines Sensors sind immer analog: verstärken, filtern, dann wandeln. Fehler hier lassen sich später nicht mehr wegrechnen.
Am Aktor
Motortreiber, Leistungsstufen, Regler — Halbleiter, die Ampere schalten. Wirkungsgrad und Wärme entscheiden das Design.
Bei der Versorgung
Jedes Gerät braucht saubere Spannungen. Ob LDO oder Schaltregler, ist eine analoge Entscheidung mit digitalen Folgen (Rauschen, Störungen).
Dazwischen: digital
Sobald das Signal gewandelt ist, übernimmt die Digitaltechnik — mit regenerierten Pegeln, exakten Kopien und Programmierbarkeit.
Die Grenze und ihre Fallen — Auflösung, Aliasing, Referenzen, Masseführung am Wandler — stehen unter ADC & DAC.
Wie dieses Modul zum Rest des Hubs steht
Die Gesetze, die hier vorausgesetzt werden: Netzwerke, Wechselstrom, Felder, Leistung.
Zahlen, Logik, Flipflops, Timing, Speicher — die andere Hälfte der Elektronik.
Wo aus Schaltplänen Layouts werden: Stackup, Impedanzen, EMV-gerechtes Routing.
Bauteile erkennen, Steckbrett, Messgeräte, Fehlersuche — die Praxis zu diesem Modul.
Grundlage dieses Moduls
- Paul Horowitz, Winfield Hill, The Art of Electronics, 3. Auflage, Cambridge University Press — die praxisnächste Referenz überhaupt; dazu The x-Chapters zur Vertiefung.
- Ulrich Tietze, Christoph Schenk, Eberhard Gamm, Halbleiter-Schaltungstechnik, Springer Vieweg.
- Adel Sedra, Kenneth Smith, Microelectronic Circuits, Oxford University Press.
- Application Notes von Texas Instruments und Analog Devices — mit gerechneten Beispielen.
02 / 08Halbleiter & Dioden
Ein Halbleiter leitet nur, wenn man es ihm erlaubt. Durch Dotierung entstehen Bereiche mit Elektronen- oder Löcherüberschuss; an ihrer Grenze bildet sich der pn-Übergang — die Grundlage von Diode, Transistor und jedem Chip. Die Diode selbst ist in der Praxis öfter ein Schutzbauteil als ein Gleichrichter.
Dotierung und pn-Übergang
n-Dotierung (Donator)
Fünfwertige Atome (Phosphor, Arsen) im Siliziumgitter. Vier Bindungen werden gebraucht, das fünfte Elektron ist frei. Ladungsträger: Elektronen.
p-Dotierung (Akzeptor)
Dreiwertige Atome (Bor). Es fehlt ein Elektron — das „Loch“ wandert, weil Nachbarelektronen nachrücken. Ladungsträger: Löcher.
- Durchlass (p an +): Die Raumladungszone wird schmal, Strom fließt, sobald die Diffusionsspannung überwunden ist.
- Sperrrichtung (p an −): Die Zone wird breiter, es bleibt ein Sperrstrom von nA bis µA — stark temperaturabhängig.
- Sperrschichtkapazität: Die Zone wirkt als Plattenkondensator mit spannungsabhängigem Abstand — begrenzt die Schaltgeschwindigkeit, gezielt genutzt in Kapazitätsdioden.
- Durchbruch: Ab einer Sperrspannung reißt das Feld Ladungsträger los (Zener- bzw. Lawineneffekt). Bei Zenerdioden erwünscht, sonst Bauteiltod, sofern die Leistung nicht begrenzt wird.
Die Dotierung ist winzig: typisch ein Fremdatom auf 10⁶ bis 10⁸ Siliziumatome. Genau deshalb ist Reinheit in der Halbleiterfertigung so entscheidend.
Diodengleichung und Temperaturverhalten
I = I_S · (e^(U/(n·U_T)) − 1) mit U_T = k·T/q ≈ 25,85 mV bei 300 K I_S Sättigungssperrstrom, n Emissionskoeffizient (1 … 2). Exponentiell, nicht linear — daraus folgt: rund 60 mV mehr Spannung ergeben den zehnfachen Strom (n = 1).
| Effekt | Größenordnung | Konsequenz |
|---|---|---|
| „0,7 V“ sind kein fester Wert | 0,6 V bei 1 mA … 1,0 V bei 1 A | Verlustleistung immer mit U_F bei diesem Strom rechnen, nicht mit dem Katalogwert |
| Flussspannung sinkt | ≈ −2 mV/K | Nutzbar als Temperatursensor; Ursache thermischer Instabilität in Endstufen |
| Sperrstrom verdoppelt sich | alle ≈ 10 K | Bei 125 °C ist der Leckstrom rund tausendfach höher als bei 25 °C |
| U_T steigt | ∝ absolute Temperatur | Zusammen mit der fallenden Flussspannung die Grundlage der Bandgap-Referenz |
| Thermal Runaway | — | Wärmer → leitfähiger → mehr Strom → wärmer. Ohne Emitterwiderstand oder Temperaturkopplung eskaliert das |
Zwei Folgerungen aus der Exponentialkurve: LEDs parallel ohne eigene Vorwiderstände teilen den Strom nie gleichmäßig — schon 20 mV Unterschied in U_F ergeben Faktor 2 im Strom, eine LED wird heißer, niederohmiger und stirbt zuerst. Und: Die Bandgap-Referenz addiert die fallende Flussspannung gewichtet zur steigenden Differenz zweier U_BE bei unterschiedlicher Stromdichte. Ergebnis ist eine über den Temperaturbereich fast konstante Spannung um 1,25 V — der Bandabstand von Silizium. Steckt in jedem Mikrocontroller, ADC und Spannungsregler.
Kennwerte einer Diode
KennwertBedeutungWorauf man achtet
U_FFlussspannungBestimmt die Verlustleistung P = U_F · I — bei 3 A und 0,7 V sind das 2,1 W
U_RSperrspannungMindestens Faktor 1,5–2 über der höchsten auftretenden Sperrspannung inklusive Schaltspitzen
I_FDauerstromGilt bei angegebener Gehäusetemperatur — im Gerät nie erreicht
I_FSMStoßstrom, typ. 8,3 msZählt beim Laden großer Elkos hinter dem Gleichrichter
t_rrSperrverzögerungEntscheidend ab einigen kHz; Schottky hat praktisch keine
I_RSperrstromBei Schottky deutlich höher und stark temperaturabhängig
C_jSperrschichtkapazitätBelastet HF-Signale — bei ESD-Schutzdioden an schnellen Leitungen kritisch
Die Sperrverzögerung ist der Grund für unerklärliche Verluste. Eine langsame Diode leitet nach dem Umpolen noch kurz rückwärts. In einem Schaltregler mit 100 kHz passiert das 100 000-mal je Sekunde — eine 1N4007 wird dabei heiß, obwohl der Mittelstrom weit unter dem Nennwert liegt. Symptom: eine Diode, die kocht, obwohl die Rechnung lauwarm sagt.
Typen und Auswahl
| Typ | Kennwerte | Wofür |
|---|---|---|
| Standard-Silizium (1N4001…4007) | U_F 0,7–1,1 V, t_rr 2–30 µs | Netzgleichrichtung bei 50 Hz, Freilauf an Relais. Zu langsam für Schaltregler |
| Schnelle Diode (1N4148, UF4007) | t_rr ≈ 4 ns bzw. 75 ns | Signalgleichrichtung, Logikverknüpfung, Freilauf bei schnellen Schaltvorgängen |
| Schottky (1N5819, SS34, BAT54) | U_F 0,2–0,45 V, keine nennenswerte t_rr | Schaltregler, Verpolschutz. Nachteil: höherer Leckstrom, niedrigere Sperrspannung |
| Zenerdiode | Betrieb in Sperrrichtung, definierte Spannung | Einfache Referenzen, Begrenzung. Unter 5,6 V dominiert der Zener-Effekt (negativer TK), darüber der Lawineneffekt (positiver) — bei ≈ 5,6 V heben sie sich auf, deshalb der stabilste Wert |
| TVS / Suppressordiode | kW Impulsleistung für Mikrosekunden | ESD- und Surge-Schutz an Schnittstellen. Unidirektional für DC-Versorgungen, bidirektional für Signale mit Wechselanteil |
| LED | U_F rot 1,8–2,2 V · gelb/grün 2,0–2,4 V · blau/weiß 2,8–3,4 V | Immer mit Strombegrenzung betreiben, nie an Spannung |
Sperrspannung festlegen
Höchste Sperrspannung inklusive Schaltspitzen ermitteln, dann Faktor 1,5 bis 2 Sicherheit.Strom und Verlustleistung prüfen
Mittelstrom, Spitzenstrom und U_F bei diesem Strom aus der Kennlinie. P = U_F · I_mittel plus Schaltverluste.Geschwindigkeit wählen
Bis 1 kHz reicht Standard, darüber Fast-Recovery, ab 20 kHz und bei niedrigen Spannungen Schottky.Thermik nachrechnen
R_thJA aus dem Datenblatt, Sperrschichttemperatur unter 100 °C halten. Bei SMD zählt vor allem die angeschlossene Kupferfläche.Die vier Schaltungen, die man ständig braucht
Freilaufdiode
Antiparallel über jede induktive Last. Standard-Silizium reicht bei Relais; bei PWM-Ansteuerung von Motoren muss sie schnell sein, sonst verheizt sie beim Umschalten Leistung. Rechnung dazu: Schaltvorgänge.
Verpolschutz
Diode in Reihe kostet U_F. Eleganter: p-Kanal-MOSFET in der Plusleitung, Source zur Quelle — nur R_DS(on) statt 0,7 V. Ab etwa 500 mA lohnt sich das fast immer.
Klemmschaltung
Zwei Dioden von der Signalleitung nach V_CC und Masse begrenzen auf V_CC + 0,7 V und −0,7 V. Der Strom muss durch einen Reihenwiderstand begrenzt werden, sonst zieht die Klemmung die Versorgung hoch (Latch-up).
Gleichrichtung
Einweg: eine Diode, halbe Ausbeute. Brücke: vier Dioden, doppelte Brummfrequenz, zwei Flussspannungen Verlust. Glättung abschätzen: C ≈ I · t / ΔU — für 1 A, 10 ms und 1 V Welligkeit rund 10 000 µF. Bei Kleinspannung ist Synchrongleichrichtung mit MOSFETs deutlich effizienter.
Materialien jenseits von Silizium
| Material | Bandabstand | Stärke | Wo es eingesetzt wird |
|---|---|---|---|
| Silizium (Si) | 1,12 eV | billig, ausgereift, beliebig integrierbar | praktisch alles |
| Germanium (Ge) | 0,66 eV | niedrige Flussspannung (≈ 0,3 V) | historisch; heute nur noch HF-Detektoren |
| Siliziumkarbid (SiC) | 3,26 eV | hohe Sperrspannung und Temperatur, geringe Schaltverluste | Wechselrichter, Ladetechnik, Traktion ab 600 V |
| Galliumnitrid (GaN) | 3,4 eV | extrem schnelles Schalten, sehr kleine Bauform | kompakte Netzteile, Wandler bis wenige hundert Volt |
| Galliumarsenid (GaAs) | 1,42 eV | hohe Elektronenbeweglichkeit, direkte Bandlücke | HF-Verstärker, Laserdioden, LEDs |
SiC und GaN sind der Grund, warum ein 65-W-Notebooknetzteil in eine Streichholzschachtel passt: höhere Schaltfrequenz bedeutet kleinere Magnetik, und erst die geringeren Schaltverluste erlauben diese Frequenz. Der Preis ist ein anspruchsvolleres Layout — steile Flanken erzeugen mehr Störungen, siehe EMV.
Quellen
- Sedra & Smith, Microelectronic Circuits, Kapitel Semiconductors und pn Junctions.
- Tietze/Schenk/Gamm, Halbleiter-Schaltungstechnik, Kapitel Halbleiterbauelemente.
- Horowitz & Hill, The Art of Electronics, 3rd ed., Kapitel 1.6 (Dioden) und Kapitel 9 (Spannungsversorgung).
- Texas Instruments, Understanding the terms and definitions of the bandgap reference.
- Littelfuse, TVS Diode Application Guides — Auslegung gegen ESD und Surge nach IEC 61000-4-2 und -4-5.
- Datenblätter 1N4148, 1N400x, 1N5819, SS34, BAT54, SMBJ-Reihe; Application Notes von Infineon und Wolfspeed zu SiC und GaN.
03 / 08Transistor & MOSFET
Zwei Bauteile, zwei Denkweisen. Der Bipolartransistor ist stromgesteuert: ein kleiner Basisstrom steuert einen großen Kollektorstrom, und die Stromverstärkung B streut zwischen Exemplaren um Faktor 3. Der MOSFET ist spannungsgesteuert und im eingeschalteten Zustand schlicht ein Widerstand — dort bestimmen R_DS(on) und Gate-Ladung Q_g alles.
Bipolartransistor: Betriebsarten
| Betriebsart | Bedingung | U_CE | Wofür |
|---|---|---|---|
| Sperrbereich | U_BE < ≈ 0,5 V | ≈ Versorgungsspannung | Transistor aus |
| Aktiver Bereich | U_BE ≈ 0,7 V, U_CE > ≈ 1 V | dazwischen | Verstärken — I_C = B · I_B |
| Sättigung | Basisstrom im Überfluss | 0,05–0,3 V (U_CEsat) | Schalten — minimale Verlustleistung |
Für Schaltanwendungen: übersteuern statt ausrechnen. Basisstrom bewusst drei- bis zehnmal so groß wählen wie rechnerisch nötig. Erst dann ist U_CEsat wirklich klein und der Transistor bleibt kalt: R_B = (U_steuer − 0,7 V) · B_min / (5 · I_C).
KennwertBeispiel BC547Bedeutung
U_CEO45 VMaximale Kollektor-Emitter-Spannung bei offener Basis
I_C max100 mADauerstrom; darüber gilt keine Kennlinie mehr
P_tot500 mWBei 25 °C; mit Temperatur linear fallend (Derating-Kurve)
h_FE (B)110 … 800Riesige Streuung — daher die Gruppen A/B/C im Typennamen
U_CEsat0,25 V bei 100 mARestspannung im Schalterbetrieb
f_T300 MHzTransitfrequenz — dort ist die Stromverstärkung auf 1 gefallen
U_EBO6 VDie Basis-Emitter-Strecke sperrt rückwärts nur wenige Volt — häufig übersehene Zerstörungsursache
Grundschaltungen und Arbeitspunkt
| Schaltung | Ein / Aus | Spannungsverstärkung | Eingangswiderstand | Einsatz |
|---|---|---|---|---|
| Emitterschaltung | Basis / Kollektor | hoch, invertierend; mit unüberbrücktem R_E stabil v ≈ −R_C/R_E | mittel | Der Standardverstärker; auch der Schalter |
| Kollektorschaltung (Emitterfolger) | Basis / Emitter | ≈ 1, nicht invertierend | hoch (≈ B · R_E) | Impedanzwandler, Treiberstufe, Stromverstärkung |
| Basisschaltung | Emitter / Kollektor | hoch, nicht invertierend | niedrig (≈ 1/g_m) | HF-Stufen, Kaskode, Stromeingänge |
Emitterspannung festlegen
U_E ≈ 1–2 V, damit die −2 mV/K der Basis-Emitter-Strecke kaum ins Gewicht fallen.Emitterwiderstand berechnen
R_E = U_E / I_C. Er ist die eigentliche Gegenkopplung: Steigt I_C, steigt U_E, sinkt U_BE, sinkt I_C.Basisteiler dimensionieren
Querstrom etwa zehnmal so groß wie der Basisstrom, dann ist die Basisspannung lastunabhängig. U_B = U_E + 0,7 V.Kollektorwiderstand wählen
R_C so, dass U_CE im Ruhezustand etwa mittig zwischen U_E und V_CC liegt — dann ist die Aussteuerung symmetrisch.Verstärkung einstellen
Ein Kondensator parallel zu einem Teil von R_E erlaubt hohe Wechselspannungsverstärkung bei stabilem Gleichstromarbeitspunkt.Bausteine, die man wiedererkennt
Stromspiegel
Zwei gleiche Transistoren, Basen verbunden, einer als Diode geschaltet. Der zweite Zweig kopiert den Strom des ersten. Grundbaustein jedes integrierten Verstärkers — auf dem Chip sind beide thermisch gekoppelt und wirklich gleich.
Differenzverstärker
Zwei Transistoren mit gemeinsamer Stromquelle am Emitter. Verstärkt die Differenz, unterdrückt Gleichtakt — die Eingangsstufe jedes Operationsverstärkers.
Darlington
Zwei Transistoren hintereinander, B multipliziert sich (bis ≈ 10 000). Preis: doppelte Flussspannung (≈ 1,4 V) und langsames Ausschalten. In der Leistungselektronik vom MOSFET verdrängt.
Konstantstromquelle
Feste Basisspannung (Zener oder Teiler) plus Emitterwiderstand: I ≈ (U_B − 0,7 V)/R_E, weitgehend unabhängig von der Lastspannung. Die einfachste brauchbare LED-Ansteuerung.
Kaskode
Emitterschaltung plus Basisschaltung darüber. Der obere Transistor hält U_CE des unteren konstant und eliminiert den Miller-Effekt — deutlich höhere Bandbreite.
Push-Pull-Endstufe
NPN und PNP im Gegentakt. Ohne Vorspannung entsteht Übernahmeverzerrung um den Nullpunkt; zwei Dioden oder ein U_BE-Vervielfacher stellen den Ruhestrom ein (Klasse AB).
MOSFET: Typen und Kennwerte
| Typ | Leitet, wenn | Schaltung | Einsatz |
|---|---|---|---|
| n-Kanal, selbstsperrend | U_GS positiv über der Schwelle | Low-Side (Last oben, MOSFET nach Masse) | Der Normalfall: Motoren, LEDs, Heizungen schalten |
| p-Kanal, selbstsperrend | U_GS negativ (Gate unter Source) | High-Side (zwischen Plus und Last) | Verpolschutz, Lastschalter, einfache High-Side-Steuerung |
| n-Kanal, selbstleitend | bereits bei U_GS = 0 | selten | Konstantstromquellen, HF, Startschaltungen |
KennwertBedeutungFalle
U_DSSperrspannung Drain–SourceSchaltspitzen einrechnen; an induktiven Lasten leicht das Doppelte der Versorgung
R_DS(on)Widerstand im leitenden ZustandGilt bei einer bestimmten U_GS; steigt bis 100 °C um Faktor 1,5–2
U_GS(th)SchwellenspannungNur der Punkt, ab dem ein paar Mikroampere fließen — nicht die Spannung für vollen Durchlass
Q_gGate-LadungBestimmt den Treiberstrom: I = Q_g / t_schalt
C_iss / C_oss / C_rssEingangs-, Ausgangs-, RückwirkungskapazitätC_rss (Miller) bremst die Flanke am stärksten
U_GS maxmeist ±20 VDas Gate-Oxid ist dünn — eine statische Entladung reicht zum Durchschlag
SOAsicherer ArbeitsbereichIm Linearbetrieb deutlich enger, als der Datenblattstrom vermuten lässt
Jeder Leistungs-MOSFET enthält bauartbedingt eine Body-Diode von Source nach Drain. In Halbbrücken ist sie erwünscht (Freilauf), verhindert aber, dass ein einzelner MOSFET rückwärts sperrt — bidirektionale Lastschalter brauchen zwei MOSFETs Rücken an Rücken.
Der häufigste Anfängerfehler: Ein Standard-MOSFET mit U_GS(th) = 2–4 V direkt am 3,3-V- oder 5-V-Logikausgang. Bei 5 V am Gate ist er nur teilweise leitend, R_DS(on) liegt statt bei 20 mΩ bei mehreren Ohm, und das Bauteil wird bei 2 A glühend heiß. Lösung: Logic-Level-MOSFET, dessen R_DS(on) ausdrücklich bei U_GS = 2,5 V oder 4,5 V spezifiziert ist — oder ein Gate-Treiber mit höherer Spannung.
Verluste und Gate-Ansteuerung
P_leit = I² · R_DS(on) · k_T + P_schalt ≈ ½ · U_DS · I · (t_on + t_off) · f + P_gate = Q_g · U_GS · f k_T ist der Temperaturfaktor, bei 100 °C rund 1,5.
Durchgerechnet: 5 A schalten bei 24 V, 20 kHz
R_DS(on) = 25 mΩ bei 25 °C, t_on + t_off = 100 ns, Q_g = 30 nC, Treiber mit 10 V.
- Leitverluste bei 100 °C: 5² · 0,025 · 1,5 = 0,94 W
- Schaltverluste: 0,5 · 24 V · 5 A · 100 ns · 20 000 /s = 0,12 W
- Gate-Treiber: 30 nC · 10 V · 20 kHz = 6 mW (vernachlässigbar)
- Gesamt ≈ 1,1 W → bei R_thJA = 50 K/W im SMD-Gehäuse rund 55 K Übertemperatur. Kühlfläche vorsehen.
Bei 20 kHz dominieren hier noch die Leitverluste. Die Schaltverluste wachsen aber linear mit der Frequenz und ziehen bei etwa 150 kHz gleich — ab dort ist ein schneller Gate-Treiber wichtiger als der letzte Milliohm R_DS(on).
Gate-Widerstand
10–47 Ω in die Gate-Leitung. Bedämpft die Schwingung aus Gate-Induktivität und C_iss und begrenzt den Treiberspitzenstrom. Größer heißt langsamer und störärmer, aber verlustreicher — ein bewusster Kompromiss.
Pull-down am Gate
10–100 kΩ vom Gate nach Source. Der MOSFET sperrt dann sicher, solange der Mikrocontroller im Reset ist und seine Pins hochohmig sind. Ohne ihn schaltet die Last beim Einschalten unkontrolliert.
Gate-Treiber-IC
Ein MCU-Pin liefert 20 mA; um 30 nC in 100 ns umzuladen, braucht es 300 mA. Treiber-ICs liefern 1–4 A und haben definierte Verzögerungszeiten.
High-Side und Bootstrap
Ein n-Kanal-MOSFET in der Plusleitung braucht am Gate eine Spannung über der Versorgung — Bootstrap-Kondensator, der bei jedem Low-Zustand nachgeladen wird, oder isolierte Hilfsversorgung. Deshalb braucht eine Halbbrücke eine Mindest-Schaltfrequenz.
Halbbrücke und H-Brücke
- Totzeit (Dead Time): Oberer und unterer Schalter dürfen nie gleichzeitig leiten. Zwischen Aus und Ein liegen typisch 100 ns bis 2 µs. Fehlt die Pause, entsteht ein Querstrom (Shoot-Through), der die Brücke in Millisekunden zerstört.
- Freilaufpfad: Der Motorstrom muss beim Umschalten weiterfließen können. Die Body-Dioden übernehmen das, sind aber langsam — bei hohen Frequenzen parallele Schottky-Dioden oder Synchrongleichrichtung vorsehen.
- Fertige Treiber (DRV8871, BTS7960, TB6612FNG, DRV8323) nehmen Totzeit, Bootstrap und Schutzfunktionen ab. Motorseitig geht es weiter unter Regelung & Antriebe → Motortreiber.
BJT, MOSFET oder IGBT?
| Kriterium | Bipolartransistor | MOSFET |
|---|---|---|
| Steuerung | Strom — kostet dauerhaft Leistung | Spannung — statisch praktisch leistungslos |
| Restspannung | U_CEsat ≈ 0,1–0,3 V, stromunabhängig | I · R_DS(on) — bei kleinen Strömen weit unter 1 mV |
| Große Ströme | schlecht, Verluste steigen linear | klar besser, R_DS(on) bis in den Milliohm-Bereich |
| Parallelschalten | thermisch instabil | gut — R_DS(on) steigt mit der Temperatur, das gleicht sich aus |
| Analoge Präzision | besser: exponentiell exakt, niedriges 1/f-Rauschen | höheres 1/f-Rauschen, größere Offsets |
| Spannungs-/Frequenzbereich | Beste Wahl | Grund |
|---|---|---|
| bis 100 V, beliebige Frequenz | Silizium-MOSFET | R_DS(on) im Milliohm-Bereich, sehr schnell |
| 100–650 V, hohe Frequenz | GaN oder SiC-MOSFET | geringste Schaltverluste, kompakte Magnetik |
| 600–1700 V, bis ~20 kHz | IGBT | Feste Sättigungsspannung (1,5–2,5 V) schlägt R_DS(on) bei großen Chipflächen |
| ab 1200 V, hohe Frequenz | SiC-MOSFET | verdrängt IGBTs zunehmend in Wechselrichtern |
Quellen
- Horowitz & Hill, The Art of Electronics, 3rd ed., Kapitel 2 und 3 — Grundschaltungen mit gerechneten Beispielen.
- Sedra & Smith, Microelectronic Circuits, Kapitel Bipolar Junction Transistors und MOS Field-Effect Transistors.
- Infineon, MOSFET Power Losses Calculation Using the Data-Sheet Parameters — die Referenz für die Verlustrechnung.
- Texas Instruments, Fundamentals of MOSFET and IGBT Gate Driver Circuits (SLUA618) — Bootstrap, Totzeit, Miller-Plateau.
- Datenblätter BC547/BC557, 2N3904/2N3906, BD139/BD140 sowie IRLZ44N, IRF3205, BSS138, AO3400 — jeweils die Derating- bzw. R_DS(on)-über-U_GS-Kurve ansehen.
04 / 08Operationsverstärker
Zwei goldene Regeln, und 90 % der OPV-Schaltungen sind gelöst. Regel 1: Der Ausgang tut alles, damit die Spannungsdifferenz zwischen den Eingängen null wird — sofern eine Gegenkopplung existiert. Regel 2: In die Eingänge fließt kein Strom. Alles Weitere sind die realen Abweichungen davon, und die stehen im Datenblatt.
Die Grundschaltungen
| Schaltung | Übertragung | Eigenschaft | Wofür / Falle |
|---|---|---|---|
| Nicht invertierend | v = 1 + R2/R1 | Eingangswiderstand = der des OPV selbst | Der Standard für Sensorsignale. Verstärkung nie unter 1 |
| Invertierend | v = −R2/R1 | Eingangswiderstand ist exakt R1 | Auch Abschwächung möglich. Der Minus-Eingang ist virtuelle Masse — dort lassen sich Ströme sauber summieren |
| Spannungsfolger | v = 1 | Ausgang direkt auf den Minus-Eingang | Trennt hochohmige Quelle von niederohmiger Last; rettet jeden hochohmigen Spannungsteiler |
| Differenzverstärker | U_aus = (R2/R1)·(U₂ − U₁) | Vier Widerstände, unterdrückt Gleichtakt | Die CMRR hängt an der Paarungsgenauigkeit: mit 1-%-Typen bei v = 1 im ungünstigsten Fall nur ≈ 34 dB, mit 0,1 % ≈ 54 dB. Für mehr: Instrumentenverstärker |
| Summierer | U_aus = −R_f·(U₁/R₁ + U₂/R₂ + …) | Mehrere Eingänge auf die virtuelle Masse | Audiomischer, R-2R-DAC |
| Integrator | U_aus = −1/(RC) · ∫U_ein dt | Kondensator in der Gegenkopplung | Läuft durch Offset und Bias-Strom in die Begrenzung — großer Parallelwiderstand über C begrenzt die DC-Verstärkung |
| Differenzierer | U_aus = −RC · dU_ein/dt | Kondensator im Eingang | Verstärkt Rauschen stark; Reihenwiderstand zur Bandbegrenzung ist Pflicht |
Bei Single-Supply-Betrieb liegt der Bezugspunkt nicht auf Masse, sondern auf der halben Versorgung — erzeugt mit einem Teiler plus Spannungsfolger, nicht mit einem unbelasteten Teiler.
Wo die goldenen Regeln aufhören zu gelten
| Realer Effekt | Typische Größe | Auswirkung | Gegenmaßnahme |
|---|---|---|---|
| Offsetspannung U_os | 1 µV (Chopper) … 5 mV (Standard) | Wird mitverstärkt: 1 mV bei v = 100 sind 100 mV Fehler am Ausgang | Präzisions-OPV, Trimmung, Auto-Zero-Typ |
| Offsetdrift | 0,02 … 10 µV/K | Der Fehler wandert mit der Temperatur — Kalibrieren hilft nicht | Chopper-OPV, thermisch symmetrisches Layout |
| Eingangsruhestrom I_B | 1 fA (CMOS) … 500 nA (bipolar) | Erzeugt an hochohmigen Quellen einen Spannungsfehler | FET-Eingang; Quellwiderstände an beiden Eingängen gleich groß machen |
| GBW (Verstärkungs-Bandbreite-Produkt) | 0,1 … 1000 MHz | v = 100 bei GBW = 1 MHz → Bandbreite endet bei 10 kHz | Genug GBW wählen oder die Verstärkung auf mehrere Stufen aufteilen |
| Slew Rate | 0,5 … 4000 V/µs | Begrenzt große Signale unabhängig vom GBW: f_max = SR/(2π·û). 1 V/µs und û = 5 V ergeben nur 32 kHz | Schnelleren Typ wählen oder die Amplitude reduzieren |
| CMRR | 70 … 130 dB | Gleichtaktstörungen kommen abgeschwächt durch | Instrumentenverstärker |
| PSRR | 70 … 120 dB, fällt zu hohen Frequenzen | Rippel der Versorgung landet im Signal | Abblocken, LDO statt Schaltregler — siehe Versorgung |
| Ausgangsaussteuerung | „Rail-to-Rail“ heißt oft ±50 mV zur Schiene | Bei Single-Supply kommt der Ausgang nicht auf 0 V | RRO-Typ, negative Hilfsspannung, Bezug auf halbe Versorgung |
| Ausgangsstrom | 5 … 100 mA | Kurzschlussfest, aber nicht lastfest | Pufferstufe, Leistungs-OPV |
Kapazitive Last bringt jeden OPV zum Schwingen. Ein langes Kabel oder ein Kondensator direkt am Ausgang bildet mit dem Ausgangswiderstand einen zusätzlichen Pol — die Phasenreserve schrumpft, der Verstärker schwingt bei einigen hundert Kilohertz. Standardlösung: 10–100 Ω in Reihe zum Ausgang, die Gegenkopplung vor diesem Widerstand abgreifen. Sichtbar nur am Oszilloskop, nie am Multimeter.
Auswahl in der richtigen Reihenfolge
Versorgung
Single-Supply an 3,3 V oder symmetrisch ±15 V? Bei Single-Supply braucht es Rail-to-Rail am Eingang, am Ausgang oder an beidem.Bandbreite
Signalbandbreite × geplante Verstärkung × Faktor 5 Reserve = Mindest-GBW. Mehr ist nicht besser: hohe Bandbreite bedeutet mehr Rauschen und ein empfindlicheres Layout.Genauigkeit
Wie groß ist das kleinste zu messende Signal? Bei 100 µV Nutzsignal ist ein OPV mit 3 mV Offset unbrauchbar, egal wie schnell er ist.Eingangsstrom
Quellwiderstand über 100 kΩ → CMOS- oder JFET-Eingang. Unter 10 kΩ ist ein bipolarer Eingang meist rauschärmer.Rauschen
Spannungsrauschen (nV/√Hz) zählt bei niederohmigen Quellen, Stromrauschen (fA/√Hz) bei hochohmigen. Der optimale Typ hängt vom Quellwiderstand ab, nicht vom Preis — siehe Rauschen.Typen, die man kennen sollte
| Typ | Charakter | Wofür |
|---|---|---|
| LM358 / LM324 | Uralt, 1 MHz, Übernahmeverzerrung am Ausgang, aber Single-Supply-tauglich und überall verfügbar | Unkritisches, Lehrbeispiele — für neue Entwürfe gibt es Besseres |
| TL071 / TL072 | JFET-Eingang, sehr kleiner Bias-Strom, 3 MHz, 13 V/µs; braucht Versorgungsspannung mit Reserve | Audio, Signalaufbereitung |
| MCP6002 / MCP6004 | CMOS, Rail-to-Rail, 1 MHz, ab 1,8 V | Batteriebetriebene Sensorik am Mikrocontroller |
| OPA333 / OPA2333 | Auto-Zero, 10 µV Offset, 0,05 µV/K Drift | Präzisionsmessung, Waagen, Thermoelemente |
| NE5532 / OPA1656 | Sehr rauscharm, kräftiger Ausgang | Audio |
| INA333 / INA826 | Instrumentenverstärker, Verstärkung über einen Widerstand, hohe CMRR ohne Widerstandspaarung | Brückensensoren, DMS, Shunt-Messung — siehe Messkette |
| LM393 / LM339 | Komparator, kein OPV: offener Kollektor, keine Gegenkopplung | Schwellwertschalter; Pull-up nicht vergessen |
Komparator ist nicht gleich OPV
Der Unterschied in einem Absatz. Ein als Komparator missbrauchter OPV ist langsam und kann bei manchen Typen zerstört werden (zulässige Eingangsdifferenzspannung überschritten). Ein Komparator wiederum darf nicht gegengekoppelt werden. Und ohne Mitkopplung kippt er am Schaltpunkt mehrfach hin und her, weil Rauschen die Schwelle überschreitet — 1–5 % Hysterese über einen Widerstand vom Ausgang zum Plus-Eingang beheben das.
Quellen
- Horowitz & Hill, The Art of Electronics, 3rd ed., Kapitel 4 und 5 — inklusive der realen Grenzen.
- Texas Instruments, Op Amps for Everyone — kostenloses Handbuch, sehr praxisnah.
- Analog Devices, Op Amp Applications Handbook (Walt Jung) sowie MT-042 Op Amp Common-Mode Rejection Ratio — dort auch die Abhängigkeit der CMRR von der Widerstandstoleranz.
- Texas Instruments, Analog Engineer's Circuit Cookbook: Amplifiers — fertig gerechnete Schaltungen mit Fehlerbudget.
05 / 08Filter, Frequenzgang & Rauschen
Ein Filter lässt bestimmte Frequenzen durch und dämpft andere — Rauschen ist das, was danach übrig bleibt. Die Ordnung bestimmt die Steilheit (20 dB je Dekade und Ordnung), die Approximation den Charakter. Rauschen lässt sich nicht wegfiltern, nur die Bandbreite begrenzen und die Quelle vermeiden.
Bode-Diagramm und Dezibel
- Beide Achsen logarithmisch, Amplitude in Dezibel; eine Dekade ist Faktor 10 in der Frequenz.
- Erste Ordnung: −20 dB/Dekade (= −6 dB/Oktave), Phasendrehung insgesamt 90°, an f_g genau −3 dB und −45°.
- Zweite Ordnung: −40 dB/Dekade, 180° Phasendrehung. Genau diese Phasendrehung kostet in Regelkreisen Stabilität — siehe Regelung → Stabilität.
Dezibel umrechnen
Passive und aktive Filter
| Typ | Aufbau | Grenzfrequenz | Anmerkung |
|---|---|---|---|
| RC-Tiefpass | R längs, C nach Masse | f_g = 1/(2πRC) | Das Arbeitspferd. Ausgangswiderstand frequenzabhängig — die nächste Stufe belastet ihn |
| RC-Hochpass | C längs, R nach Masse | f_g = 1/(2πRC) | Koppelkondensator: blockt den Gleichanteil |
| LC-Tiefpass | L längs, C nach Masse | f_g = 1/(2π√(LC)) | −40 dB/Dekade, sehr verlustarm — Standard am Ausgang von Schaltreglern |
| LC-Bandpass | Reihenschwingkreis quer oder Parallelschwingkreis längs | f₀ = 1/(2π√(LC)) | Güte Q = f₀/B bestimmt die Schmalbandigkeit |
| Pi-Filter | C – L – C | — | Dritte Ordnung, −60 dB/Dekade; Netzfilter und EMV-Entstörung |
Kaskadieren ist nicht Multiplizieren. Zwei RC-Tiefpässe hintereinander ergeben nicht einfach −40 dB/Dekade bei derselben Grenzfrequenz — die zweite Stufe belastet die erste. Entweder die Stufenimpedanzen um Faktor 10 staffeln oder mit einem Impedanzwandler entkoppeln. Genau dafür gibt es aktive Filter.
Sallen-Key
Zwei R, zwei C, ein OPV als Folger — zweite Ordnung. Einfach und unkritisch, bei hoher Güte aber empfindlich gegen Bauteiltoleranzen. Der Standard für Antialiasing bis einige hundert Kilohertz.
Multiple Feedback (MFB)
Invertierend, unempfindlicher gegen die OPV-Grenzen bei höheren Frequenzen, gut für Bandpässe.
Zustandsvariablenfilter
Drei OPVs, liefert Tief-, Hoch- und Bandpass gleichzeitig; Güte und Frequenz getrennt einstellbar. Aufwendig, aber sehr robust.
Switched-Capacitor
Fertige ICs, Grenzfrequenz per Takt einstellbar. Preis: Taktreste im Signal und begrenzte Dynamik.
Die Approximationen im Vergleich
| Charakteristik | Durchlassbereich | Flankensteilheit | Sprungantwort | Nimmt man für |
|---|---|---|---|---|
| Butterworth | maximal flach, keine Welligkeit | mittel | leichtes Überschwingen | Der vernünftige Standard, wenn nichts dagegen spricht |
| Bessel (Thomson) | flach | am flachsten | kein Überschwingen, konstante Gruppenlaufzeit | Impulse, Rechtecksignale, Regelkreise, Sensorsignale mit Sprüngen |
| Tschebyscheff Typ I | definierte Welligkeit (0,1–3 dB) | steil | deutliches Über- und Nachschwingen | Wenn Trennschärfe zählt und die Zeitform egal ist |
| Cauer / elliptisch | Welligkeit im Durchlass und im Sperrbereich | am steilsten | schlechteste Zeitantwort | Antialiasing mit knappem Frequenzabstand |
Die Regel dahinter: Steilheit im Frequenzbereich wird immer mit Verhalten im Zeitbereich bezahlt. Ein sehr steiles Filter klingelt bei jedem Sprung nach. Wer Sensorsignale filtert und damit eine Regelung füttert, nimmt Bessel — dort ist die Gruppenlaufzeit über die Frequenz konstant, das Signal wird nur verzögert, nicht verformt.
Antialiasing und digitale Filter
Nutzbandbreite festlegen
Höchste Frequenz, die wirklich interessiert — beim Temperatursensor 1 Hz, bei Audio 20 kHz.Abtastrate wählen
Mindestens das Doppelte, praktisch das 5- bis 10-Fache der Nutzbandbreite. Damit wird das Analogfilter deutlich einfacher.Filterordnung bestimmen
Erforderliche Dämpfung bei f_s/2: rund 6 dB je Bit Auflösung — ein 12-Bit-ADC braucht also etwa 72 dB.Oversampling prüfen
Oft billiger als ein hochordriges Filter: schneller abtasten, digital mitteln und dezimieren. Jede Vervierfachung der Abtastrate bringt 6 dB, also 1 Bit effektive Auflösung — für 2 Bit braucht es Faktor 16.FIR
- Immer stabil, exakt lineare Phase möglich
- Braucht viele Koeffizienten für steile Flanken
- Einfachster Fall: gleitender Mittelwert
IIR
- Sehr wenige Koeffizienten für dieselbe Steilheit
- Kann instabil werden, Phase nicht linear
- Der Ein-Zeilen-Klassiker: y += α·(x − y) — ein digitaler RC-Tiefpass mit α = dt/(dt + RC)
Für Sensorwerte im Mikrocontroller ist der exponentiell gleitende Mittelwert meist die richtige Antwort: eine Zeile, keine Historie. Wo Ausreißer stören, wirkt ein Medianfilter über 3 oder 5 Werte besser als jeder Tiefpass. Delta-Sigma-Wandler machen das Oversampling intern — vor ihnen genügt oft ein simples RC-Glied, siehe ADC & DAC. Mehr zur digitalen Seite: Digitaltechnik → Signalverarbeitung.
Die drei physikalischen Rauschquellen
Thermisches Rauschen
Johnson-Nyquist: Jeder Widerstand rauscht allein wegen der Wärmebewegung. Unvermeidbar.
u_n = √(4·k·T·R·B)
1 kΩ bei 300 K: 4 nV/√Hz — über 10 kHz Bandbreite 0,4 µV.
Schrotrauschen
Strom besteht aus einzelnen Ladungen, die zufällig eintreffen. Tritt an pn-Übergängen auf, nicht am reinen Widerstand.
i_n = √(2·q·I·B)
Bei 1 mA und 10 kHz Bandbreite: 1,8 nA.
1/f-Rauschen
Funkelrauschen, nimmt zu niedrigen Frequenzen hin zu; dominiert unterhalb der Eckfrequenz (10 Hz bis einige kHz). Der Grund, warum langsame Präzisionsmessungen schwerer sind als schnelle. Gegenmittel: Chopper- bzw. Auto-Zero-Verstärker.
Rauschen addiert sich quadratisch: u_ges = √(u₁² + u₂² + …) Zwei gleich große Quellen ergeben nur Faktor √2. Eine dreimal kleinere Quelle trägt nur rund 5 % bei — es lohnt sich also ausschließlich, an der größten zu arbeiten.
Rauschen kleinbekommen
| Maßnahme | Wirkung | Kosten |
|---|---|---|
| Bandbreite begrenzen | ∝ 1/√B — der stärkste Hebel; halbe Bandbreite bringt 29 % weniger Rauschen | langsamere Reaktion |
| Über N Werte mitteln | Rauschen sinkt um √N (nur bei unkorreliertem Rauschen) | Zeit; bei 1/f-Rauschen ab einem Punkt wirkungslos |
| Quellwiderstand senken | thermisches Rauschen ∝ √R | nicht immer möglich |
| Verstärkung nach vorn ziehen | Die erste Stufe bestimmt das Gesamtrauschen (Friis) | die erste Stufe muss die beste sein |
| Kühlen | ∝ √T — von 300 K auf 77 K bringt Faktor 2 | nur in Messtechnik und Astronomie praktikabel |
| Differentiell übertragen | wirkt gegen eingekoppelte Störungen, nicht gegen thermisches Rauschen | doppelte Leitungen |
Störung ist nicht Rauschen. 50-Hz-Brumm, Schaltreglerpfeifen bei 500 kHz oder Digitalgeklingel sind deterministische Störungen mit einer Quelle — behebbar durch Layout, Filter und Schirmung. Echtes Rauschen ist zufällig und breitbandig. Vor jeder Rauschoptimierung lohnt der Blick ins Spektrum: Wer dort Spitzen sieht, hat ein EMV-Problem, kein Rauschproblem.
Offset, Drift und systematische Fehler
| Fehler | Ursache | Erkennbar an | Gegenmaßnahme |
|---|---|---|---|
| Offsetspannung | Unsymmetrie der Eingangsstufe | konstante Abweichung bei 0 V Eingang | Nullpunktkalibrierung, Auto-Zero-OPV |
| Temperaturdrift | Bauteilkoeffizienten | Messwert wandert beim Aufwärmen | Low-Drift-Bauteile, thermisch symmetrisches Layout, Referenz mitmessen |
| Langzeitdrift | Alterung von Referenzen und Widerständen | Kalibrierung hält nicht | Nachkalibrieren, gealterte Präzisionsbauteile |
| Thermospannungen | Übergänge zwischen verschiedenen Metallen | 10–50 µV Fehler bei Temperaturgefälle über die Platine | symmetrische Leiterführung, gleiche Materialien, Zugluft vermeiden |
| Leckströme | Feuchtigkeit, Flussmittelreste, Oberfläche | Fehler steigt bei hoher Luftfeuchte | Reinigen, Schutzlack, Guard-Ring um hochohmige Knoten |
| Selbsterwärmung | Messstrom heizt den Sensor | Messwert driftet nach dem Einschalten | Messstrom senken, gepulst messen |
| Nichtlinearität | Kennlinie von Sensor oder Wandler | Abweichung nur am Rand des Bereichs | Mehrpunktkalibrierung, Linearisierung in Software |
Wenn die Messung zappelt
1 kΩ, 10 kHz
0,4 µV
Thermisches Rauschen — die absolute Untergrenze
Guter OPV
1–3 nV/√Hz
z. B. OPA1656, AD797
Standard-OPV
10–40 nV/√Hz
LM358, TL072
12-Bit-ADC, 3,3 V
0,8 mV
1 LSB — Rauschen darunter ist irrelevant
24-Bit-ADC, 5 V
0,3 µV
1 LSB — hier zählt jedes Detail
MCU-ADC
≈ 9–10 ENOB
trotz 12 Bit nominal, wegen Digitalstörungen auf dem Chip
Spektrum ansehen, nicht raten
Oszilloskop im FFT-Modus. Spitzen bei 50/100 Hz, bei der Schaltreglerfrequenz oder bei Taktfrequenzen zeigen die Quelle sofort.Quelle abklemmen
Eingang kurzschließen. Bleibt das Zappeln, kommt es aus der Elektronik; verschwindet es, aus Zuleitung oder Sensor.Versorgung prüfen
Rippel AC-gekoppelt messen. 50 mV Rippel und ein OPV mit 60 dB PSRR ergeben 50 µV Störung am Ausgang.Bandbreite zumachen
Ein RC-Glied an der richtigen Stelle beseitigt oft mehr als jeder Bauteiltausch — und zeigt zugleich, ob das Problem breit- oder schmalbandig ist.Masseführung überprüfen
Fließt ein Laststrom über denselben Leiter wie der Massebezug des Messsignals? Dann ist das die Ursache.Auflösung ist nicht Genauigkeit. Ein 24-Bit-Wandler mit 0,3 µV Auflösung liefert keine 0,3-µV-Genauigkeit — dazwischen stehen Offset, Verstärkungsfehler, Linearität, Referenzdrift und Rauschen. Die brauchbare Zahl im Datenblatt heißt ENOB oder „noise-free resolution“, nicht die nominale Bitzahl.
Quellen
- Horowitz & Hill, The Art of Electronics, 3rd ed., Kapitel 6 (Filter) und Kapitel 8 (Low-Noise Techniques), dazu The x-Chapters 8x.
- Texas Instruments, Analysis of the Sallen-Key Architecture und Active Filter Design Techniques (SLOA093).
- Analog Devices, MT-085 bis MT-088 (Filterentwurf) sowie MT-047 / MT-048 (Op Amp Noise).
- Okawa Electric Filter Design Tools — kostenlose Rechner für Sallen-Key und MFB mit Bode-Plot.
- Filterentwurf in Python:
scipy.signal.butter,bessel,cheby1samt Frequenzgangplot.
06 / 08ADC & DAC
Ein ADC macht aus einer Spannung eine Zahl — mit drei Fehlerquellen: die Referenz (Maßstab), die Abtastung (Zeitpunkt) und die Quantisierung (Stufen). Die nominale Bitzahl beschreibt nur die Stufen; die brauchbare Größe heißt ENOB.
Die Grundgrößen
1 LSB = U_ref / 2ⁿ · SNR_ideal = 6,02·n + 1,76 dB · f_Nyquist = f_s / 2 Umgekehrt: ENOB = (SINAD − 1,76 dB) / 6,02. Ein ideal genutzter 12-Bit-Wandler kommt auf 74 dB SNR.
ADC-Rechner
Die Wandlerarchitekturen
| Architektur | Auflösung | Geschwindigkeit | Prinzip | Typischer Einsatz |
|---|---|---|---|---|
| SAR (sukzessive Approximation) | 8–18 Bit | kS/s bis einige MS/s | Binäre Suche: Bit für Bit setzen und mit Komparator prüfen | Der Standard in Mikrocontrollern; Multiplexbetrieb über viele Kanäle |
| Delta-Sigma (ΔΣ) | 16–32 Bit | Hz bis einige kS/s | Massives Oversampling plus Rauschformung und digitale Filterung | Waagen, Temperatur, Audio — alles Langsame und Genaue |
| Pipeline | 10–16 Bit | 10–500 MS/s | Mehrere Stufen mit je wenigen Bit, Fließbandprinzip | Video, Software-Defined Radio, Oszilloskope |
| Flash | 6–10 Bit | GS/s | 2ⁿ − 1 Komparatoren gleichzeitig | Sehr schnelle Oszilloskope; extrem stromhungrig |
| Dual-Slope | bis 22 Bit | wenige Messungen/s | Integration über ein ganzzahliges Vielfaches der Netzperiode | Tischmultimeter — unterdrückt 50-Hz-Brumm systembedingt |
Warum Tischmultimeter 50-Hz-Brumm nicht sehen: Über eine volle Netzperiode (20 ms bei 50 Hz) ist der Mittelwert eines 50-Hz-Signals exakt null. Deshalb wirkt die Einstellung „NPLC“ (number of power line cycles) direkt auf die Ruhe der letzten Stellen — siehe Elektronik 101 → Tischmultimeter.
Die Referenz ist der Maßstab
Ein ADC misst immer relativ zur Referenzspannung. Eine Referenz mit 1 % Fehler macht jede Messung um 1 % falsch — unabhängig von der Bitzahl.
| Referenzquelle | Genauigkeit | Drift | Anmerkung |
|---|---|---|---|
| Versorgungsspannung V_DD | 1–5 % | schlecht | Kostenlos, aber jeder Lastwechsel verfälscht die Messung. Nur für Verhältnismessungen brauchbar |
| Interne MCU-Referenz | 1–3 % | 50–150 ppm/K | Muss werkskalibriert aus dem Flash gelesen werden — sonst nutzloser Nennwert |
| Bandgap-IC (TL431, REF3025) | 0,1–0,5 % | 20–50 ppm/K | Preiswert und für die meisten Aufgaben ausreichend |
| Präzisionsreferenz (MAX6126, LTC6655) | 0,02–0,05 % | 2–10 ppm/K | Ab 16 Bit sinnvoll |
| Ratiometrisch messen | — | — | Der Trick: Sensorbrücke und ADC-Referenz aus derselben Spannung speisen. Dann kürzt sich die Versorgung heraus und ihre Genauigkeit ist egal |
Die Fehler, die im Datenblatt stehen
Offsetfehler
Die ganze Kennlinie ist verschoben. Durch Nullpunktmessung korrigierbar.
Verstärkungsfehler
Die Steigung stimmt nicht. Durch Messung an einem bekannten Punkt korrigierbar.
DNL
Differentielle Nichtlinearität — ungleich große Stufen. Bei DNL < −1 LSB fehlen Codes ganz („missing codes“); für Regelungen fatal, weil der Messwert springt.
INL
Integrale Nichtlinearität — Abweichung vom idealen Verlauf über den ganzen Bereich. Durch Zweipunktkalibrierung nicht behebbar.
SINAD / ENOB
Signal zu Rauschen und Verzerrung, umgerechnet in effektive Bits. Die einzige Zahl, die zählt — mehr dazu unter Rauschen.
Aperture Jitter
Zeitliche Unsicherheit des Abtastzeitpunkts; begrenzt bei schnellen Signalen alles andere. 10 ps Jitter ergeben bei einem 10-MHz-Sinus rund 64 dB SNR, also gut 10 Bit — unabhängig von der nominalen Auflösung.
Was man beim Anschließen falsch machen kann
Quellimpedanz zu hoch
Ein SAR-Wandler lädt beim Abtasten einen internen Kondensator. Ist die Quelle zu hochohmig, ist er bis zum Ende der Abtastzeit nicht voll geladen — der Messwert ist zu klein und hängt vom vorher gemessenen Kanal ab. Datenblattgrenze beachten (oft < 10 kΩ) oder Impedanzwandler davorsetzen.Kein Abtastkondensator
1–100 nF direkt am ADC-Pin liefern die Ladung für den internen Sampling-Kondensator und wirken zugleich als Antialiasing-Filter.Referenz nicht abgeblockt
Die Referenz muss den Ladestrom bei jeder Wandlung liefern. Ohne Abblockkondensator (typisch 100 nF plus 1–10 µF) sinkt die Genauigkeit deutlich.Analog- und Digitalmasse verwechselt
Rückströme digitaler Schaltvorgänge über die Analogmasse erzeugen Fehler von mehreren LSB. Verbindung an genau einer Stelle — siehe EMV & Masse.Während Funkbetrieb messen
Ein sendendes WLAN- oder LoRa-Modul reißt Stromspitzen und stört den Wandler. Messung und Funkbetrieb zeitlich trennen.DAC: der umgekehrte Weg
| Typ | Prinzip | Stärke | Schwäche |
|---|---|---|---|
| R-2R-Leiter | Widerstandsnetzwerk mit binärer Gewichtung | einfach, schnell, bei guter Paarung monoton | braucht sehr genau gepaarte Widerstände |
| String-DAC | Widerstandskette mit Abgriff über Schalter | garantiert monoton | 2ⁿ Widerstände — nur für kleine Auflösungen |
| Delta-Sigma-DAC | hochfrequenter Bitstrom plus Analogfilter | sehr hohe Auflösung, billig | langsam, braucht Rekonstruktionsfilter |
| PWM + Tiefpass | Tastverhältnis mitteln | an jedem Mikrocontroller kostenlos vorhanden | Kompromiss zwischen Restwelligkeit und Reaktionszeit |
PWM als DAC auslegen: Die Restwelligkeit hinter einem RC-Glied beträgt näherungsweise ΔU ≈ U · T_PWM/(4·R·C). Für rund 8 Bit effektive Auflösung sollte die Zeitkonstante etwa das Hundertfache der PWM-Periode betragen — was die Reaktionszeit entsprechend verlangsamt. Für Sollwerte und Helligkeiten reicht das; zur Signalerzeugung nimmt man einen echten DAC.
Quellen
- Walt Kester (Hrsg.), The Data Conversion Handbook, Analog Devices — frei als PDF; dazu die Tutorials MT-001 bis MT-031.
- Texas Instruments, Principles of Data Acquisition and Conversion und die Serie Precision Labs — ADC.
- Referenzhandbücher von STM32, ESP32 und RP2350 — die Kapitel zu ADC-Abtastzeit und Eingangsimpedanz sind gerätespezifisch und stehen nur dort.
07 / 08Linear- & Schaltregler
Die Spannungsversorgung entscheidet über Wirkungsgrad, Störpegel und Zuverlässigkeit. Linearregler sind leise und einfach, verbrennen aber die Differenz. Schaltregler sind effizient, erzeugen aber Störungen und stellen Ansprüche ans Layout. Die Wahl ist fast immer eine Frage von Spannungsdifferenz mal Strom.
Linearregler (LDO)
η = U_aus / U_ein · P_verlust = (U_ein − U_aus) · I_aus Ohne Ausnahme — ein LDO ist ein geregelter Widerstand, mehr nicht. 12 V auf 5 V bei 1 A heißt 42 % Wirkungsgrad und 7 W Abwärme.
Wann ein LDO die richtige Wahl ist
- Kleine Spannungsdifferenz (5 V → 3,3 V)
- Kleine Ströme, grob unter 300 mA
- Störempfindliches: Analogschaltungen, HF-Empfänger, Referenzen
- Als Nachregler hinter einem Schaltregler — der beste Kompromiss aus Wirkungsgrad und Ruhe
Kennwerte, die zählen
- Dropout: Mindestdifferenz Ein zu Aus — klassisch 2 V (7805), moderne LDOs 0,1–0,3 V
- PSRR: Unterdrückung des Eingangsrippels; bricht oberhalb einiger 10 kHz stark ein
- Ruhestrom I_q: bei Batteriebetrieb entscheidend, 1 µA bis 5 mA
- Ausgangskondensator: Manche Typen brauchen einen bestimmten ESR-Bereich, sonst schwingen sie. Datenblatt lesen, nicht raten
Der 7805 ist kein LDO. Er braucht rund 2 V Dropout, hat etwa 5 mA Ruhestrom und oberhalb von 10 kHz keine nennenswerte PSRR. Für neue Entwürfe gibt es Besseres: AMS1117 als billigen Standard, AP2112 oder MCP1700 für kleine Ströme, TPS7A47 oder LT3045 für rauscharme Analogversorgung.
Schaltregler-Topologien
| Topologie | U_aus zu U_ein | Galvanische Trennung | Typischer Wirkungsgrad | Einsatz |
|---|---|---|---|---|
| Buck (Abwärts) | kleiner | nein | 88–96 % | Der häufigste Fall: 12 V → 5 V, 5 V → 3,3 V bei größeren Strömen |
| Boost (Aufwärts) | größer | nein | 85–94 % | Batterie → 5 V, LED-Ketten, Sensorspeisung |
| Buck-Boost / SEPIC | beides | nein | 80–90 % | Li-Ion (3,0–4,2 V) auf feste 3,3 V |
| Inverting | negativ | nein | 80–90 % | negative Hilfsspannung für OPVs |
| Flyback (Sperrwandler) | beliebig | ja | 78–90 % | Netzteile bis etwa 100 W, Hilfsversorgungen |
| Forward / LLC | beliebig | ja | 90–96 % | Netzteile ab etwa 100 W, PC-Netzteile |
| Ladungspumpe | Vielfache / negativ | nein | 70–90 % | kleine Ströme ohne Spule, z. B. −5 V für ein Display |
Die Übertrager dazu — Flyback mit Luftspalt, Forward ohne, stromkompensierte Drossel im Eingangsfilter — stehen bei Felder, Spulen & Trafos; die Schalter selbst bei Transistor & MOSFET.
Buck-Wandler auslegen
Tastverhältnis bestimmen
D ≈ U_aus / U_ein — bei 12 V auf 5 V also 0,42. Tastverhältnisse unter etwa 0,1 verlangen sehr kurze Einschaltzeiten, die viele Regler nicht schaffen.Drossel wählen
L = U_aus·(1 − D)/(ΔI_L·f) mit ΔI_L = 20–40 % des Ausgangsstroms. Größere Welligkeit heißt kleinere Spule, aber mehr Rippel und mehr Kernverluste.Sättigungsstrom prüfen
I_sat muss über I_aus + ΔI_L/2 liegen, plus Reserve für Lastsprünge. Der thermische Nennstrom I_rms allein reicht nicht.Ausgangskondensator
Bestimmt Rippel und Verhalten bei Lastsprüngen. Bei Keramik dominiert die Kapazität, bei Elkos der ESR: ΔU ≈ ΔI_L · ESR.Eingangskondensator nicht vergessen
Er liefert die pulsförmigen Eingangsströme und gehört direkt an den Schalter, mit kürzestmöglicher Schleife zur Masse.Die heiße Schleife. Beim Buck-Regler fließt beim Umschalten ein Strom mit sehr hohem di/dt durch die Schleife Eingangskondensator → High-Side-Schalter → Low-Side-Schalter → zurück. Diese Fläche gehört in wenige Quadratmillimeter — sie ist die Hauptquelle abgestrahlter Störungen. Durchgehende Massefläche direkt darunter und ein Eingangskondensator im Millimeterabstand sind keine Kür. Alles Weitere in EMV und Leiterplatte → Layout.
Fertigmodul oder eigener Regler?
Fertigmodul (LM2596-Platine, Traco/Recom)
- Layout und Magnetik sind erledigt — der häufigste Anfängerfehler entfällt
- Zertifizierte Module haben geprüfte Isolation und EMV-Werte
- Billige Marktplatzmodule sind meist überbewertet: „3 A“ heißt in der Praxis 1,5 A mit Kühlung
Eigener Regler-IC
- Deutlich billiger in Stückzahlen und kompakter
- Hersteller-Tools (TI WEBENCH, Analog LTpowerCAD) liefern Bauteilwerte und Layout-Vorschlag
- Referenzlayout aus dem Datenblatt übernehmen — dort steckt die eigentliche Ingenieursleistung
- Alternative: Power-Modul mit integrierter Drossel — kostet mehr, spart jedes Layout-Risiko
Störungen aus dem Schaltregler heraushalten
| Maßnahme | Wirkung | Kosten |
|---|---|---|
| Heiße Schleife minimieren | die wirksamste Einzelmaßnahme gegen Abstrahlung | nur Sorgfalt im Layout |
| Durchgehende Massefläche | kurze Rückstrompfade, kleine Schleifenfläche | eine Lage mehr |
| Eingangs-Pi-Filter (C–L–C) | dämpft leitungsgebundene Störungen zur Quelle hin | eine Drossel |
| Snubber am Schaltknoten | bedämpft das Klingeln, senkt Spitzen um 10–20 dB | etwas Wirkungsgrad |
| Ferritperle plus LDO für den Analogteil | trennt empfindliche Schaltungen sauber ab | etwas Spannungsabfall |
| Spread Spectrum im Regler | verteilt die Störenergie über ein Band, senkt den Spitzenpegel in der Messung | oft nur ein Pin — löst aber kein Layoutproblem |
Schutzbeschaltung, die in jedes Gerät gehört
Verpolschutz
p-Kanal-MOSFET in der Plusleitung oder Schottky in Reihe; bei größeren Strömen ein Ideal-Dioden-Controller.
Überspannung
TVS-Diode am Eingang, ausgelegt auf die Impulsform nach IEC 61000-4-5. Im Fahrzeug zusätzlich auf Load Dump nach ISO 7637-2.
Überstrom
Polyfuse (PTC) für rücksetzbare Begrenzung, Schmelzsicherung wo eine harte Trennung nötig ist. Elektronische Lastschalter (eFuse) können beides plus Einschaltstrombegrenzung.
Einschaltstrom
NTC oder Soft-Start im Regler. Ohne beides verschweißen Schaltkontakte und Sicherungen lösen sporadisch aus — Rechnung dazu in Schaltvorgänge.
Brownout
Sinkt die Versorgung langsam, arbeitet ein Mikrocontroller undefiniert und kann Flash korrumpieren. Brownout-Detektor aktivieren — bei den meisten MCUs per Fuse oder Register.
Entladepfad
Ein Widerstand über dem Eingangselko entlädt ihn nach dem Abziehen des Netzsteckers. Bei Netzgeräten in EN IEC 62368-1 gefordert und für die Wartung schlicht sinnvoll.
Quellen
- Texas Instruments, Power Supply Layout and EMI sowie Buck Converter Design Guide (SLVA477).
- Analog Devices / Linear Technology, LT Journal-Artikel zu Buck-Layout und Hot Loop.
- Christophe Basso, Switch-Mode Power Supplies, McGraw-Hill — Referenz zur Regelkreisauslegung von Schaltwandlern.
- Würth Elektronik, DC/DC-Wandler-Handbuch und der REDEXPERT-Rechner für Drosseln.
- EN IEC 62368-1 — Sicherheitsanforderungen für Netzteile in IT- und Unterhaltungsgeräten.
08 / 08EMV, Masse & Entkopplung
EMV ist kein Zusatz am Ende, sondern eine Layout-Entscheidung am Anfang. Jede Störung braucht drei Dinge: eine Quelle, einen Kopplungspfad und eine Senke. Am Kopplungspfad anzusetzen ist fast immer am billigsten — und der Pfad ist bei hohen Frequenzen die Fläche der Stromschleife.
Die vier Kopplungsarten
| Kopplung | Mechanismus | Typisch bei | Gegenmaßnahme |
|---|---|---|---|
| Galvanisch | Gemeinsame Leitungsimpedanz: Der Laststrom erzeugt einen Spannungsabfall im gemeinsamen Rückleiter | fehlender Sternpunkt, Masse als „Sammelschiene“ | getrennte Rückleiter, Sternpunkt, Kelvin-Anschluss am Shunt |
| Kapazitiv | Spannungsänderung koppelt über Streukapazität | hohes du/dt: Schaltknoten, Taktleitungen | Abstand, Schirmfläche dazwischen, Impedanz senken |
| Induktiv | Stromänderung koppelt über das Magnetfeld in benachbarte Schleifen | hohes di/dt: Schaltregler, Motorleitungen | Schleifenfläche verkleinern, verdrillen, Abstand |
| Strahlung | Ab Leitungslängen um λ/10 wirkt die Leitung als Antenne | Kabel, lange Leiterbahnen, Schlitze in der Massefläche | Filter am Gehäusedurchtritt, geschlossene Massefläche, Schirmung |
u_stör = M · di/dt · i_stör = C · du/dt M ist proportional zur eingeschlossenen Fläche. Halbierte Schleifenfläche bedeutet halbierte Einkopplung — ohne ein einziges zusätzliches Bauteil.
Die zehn Regeln, die am meisten bringen
Durchgehende Massefläche
Eine ununterbrochene Kupferlage direkt unter den Signallagen. Der Rückstrom sucht sich bei hohen Frequenzen von selbst den Weg direkt unter der Leiterbahn — kleinste Fläche, ganz automatisch.Massefläche nicht aufschlitzen
Ein Schlitz zwingt den Rückstrom auf einen Umweg und macht daraus eine Antenne. Getrennte Analog- und Digitalmassen sind meist ein Fehler — außer bei einem klar definierten, einzigen Verbindungspunkt.Abblockkondensator direkt am Pin
100 nF in 0402 oder 0603 unmittelbar am Versorgungspin, mit kurzen Vias zur Massefläche. Die Zuleitungsinduktivität macht die Wirkung zunichte, nicht der Kapazitätswert.Heiße Schleifen minimieren
Beim Schaltregler bilden Eingangskondensator, High-Side- und Low-Side-Schalter die Schleife mit dem höchsten di/dt — sie gehört in wenige Quadratmillimeter, siehe Schaltregler.Flanken nur so schnell wie nötig
22–47 Ω in Reihe zu einer Taktleitung senken die Störabstrahlung deutlich und kosten nichts. Nicht jede Leitung braucht 1 ns Anstiegszeit.Filter an die Gehäusedurchführung
Störungen abfangen, bevor das Kabel sie nach außen trägt. Ein Filter mitten auf der Platine hilft nichts, wenn die Störung danach wieder einkoppelt.Signal und Rückleiter beieinander
Bei Flachbandkabeln jede zweite Ader auf Masse legen. Bei Steckern die Masse-Pins gleichmäßig verteilen, nicht alle an einem Ende.Quarze und Oszillatoren isolieren
Kurze Leitungen, eigene Massefläche darunter, nichts darüber routen. Der Takt ist die stärkste Schmalbandquelle auf der Platine.Schnittstellen schützen
TVS-Dioden und Gleichtaktdrosseln an jeder Leitung, die das Gehäuse verlässt — zugleich ESD-Schutz und EMV-Maßnahme.Früh messen
Eine Nahfeldsonde am Spektrumanalysator oder Oszilloskop zeigt Problemstellen, lange bevor ein akkreditiertes Labor sie teuer bestätigt. Für den Hobbybereich genügt eine selbstgebaute Schleifensonde aus Koaxialkabel.Störaussendung und Störfestigkeit
Aussendung (Emission)
- Leitungsgebunden 150 kHz – 30 MHz, gemessen mit Netznachbildung (LISN)
- Abgestrahlt 30 MHz – 1 GHz, bei hohen internen Takten bis 6 GHz; Absorberhalle oder Freifeld
- Typische Quellen: Schaltregler-Grundfrequenz und ihre Oberwellen, Takte, schnelle Datenbusse
Störfestigkeit (Immunität)
- ESD nach IEC 61000-4-2: üblich ±4 kV Kontakt, ±8 kV Luft
- Burst nach IEC 61000-4-4: schnelle Transienten auf Versorgungs- und Signalleitungen
- Surge nach IEC 61000-4-5: energiereiche Impulse, etwa aus Blitzeinschlag in der Nähe
- Eingestrahltes HF-Feld nach IEC 61000-4-3: typisch 3–10 V/m
| Norm | Was sie regelt | Wo sie greift |
|---|---|---|
| EN 55032 (CISPR 32) | Störaussendung von Multimediageräten | Klasse B für den Wohnbereich (strengere Grenzwerte), Klasse A für Industrie |
| EN 55035 (CISPR 35) | Störfestigkeit von Multimediageräten | löste EN 55024 und EN 55020 ab |
| EN IEC 61000-6-3 / -6-1 | Fachgrundnormen Aussendung / Festigkeit, Wohnbereich | wenn keine Produktnorm passt |
| EN IEC 61000-6-4 / -6-2 | dieselben für Industrieumgebung | höhere Aussendungsgrenzwerte, dafür strengere Festigkeitsanforderungen |
| EN IEC 61000-3-2 / -3-3 | Netzoberschwingungen und Spannungsschwankungen | Geräte über 75 W brauchen praktisch eine PFC — siehe Leistungsfaktor |
| EMV-Richtlinie 2014/30/EU | Rechtsrahmen für die CE-Kennzeichnung in der EU | gilt für praktisch jedes elektrische Gerät, das in Verkehr gebracht wird |
Für private Projekte: Solange ein Gerät nicht in Verkehr gebracht wird, greift die CE-Pflicht nicht — das Funkstörungsverbot gilt trotzdem. Wer sein Projekt später verkaufen oder verschenken will, kommt um die Konformitätsbewertung nicht herum. Ein Layout nach den zehn Regeln oben kostet nichts und macht den Unterschied zwischen „besteht knapp“ und „durchgefallen“.
ESD verstehen
Eine elektrostatische Entladung erreicht 2–15 kV bei Anstiegszeiten unter einer Nanosekunde. Der Strom von bis zu etwa 30 A fließt nur wenige Nanosekunden — energetisch wenig, aber schnell genug, um Gate-Oxide zu durchschlagen und Halbleiter latent zu schädigen.
Beim Bestücken
ESD-Matte, Handgelenkband über 1 MΩ, leitfähige Beutel. Besonders empfindlich: MOSFETs, CMOS-Logik, HF-Bauteile, unverpackte MEMS-Sensoren.
Im Gerät
TVS-Dioden mit niedriger Kapazität direkt am Steckverbinder, kurze Ableitung zur Massefläche. Die Leitungslänge zum Schutzelement bestimmt, wie viel Spannung dahinter noch ankommt.
Bedienelemente
Taster und Drehgeber sind die häufigsten Eintrittspfade. Serienwiderstand plus Klemmung, Abstand der Leiterbahnen zur Bedienöffnung einhalten.
Latente Schäden
Ein ESD-Ereignis zerstört nicht immer sofort. Geräte, die nach Wochen ausfallen, hatten oft eine Vorschädigung — deshalb wird ESD-Schutz auch dann ernst genommen, wenn „bisher nichts passiert ist“.
Fehlersuche bei Störungen
Reproduzieren
Tritt der Fehler auf, wenn ein bestimmtes Gerät einschaltet? Wenn ein Motor anläuft? Beim Anfassen? Jede Korrelation ist ein Hinweis auf den Pfad.Trennen
Baugruppen einzeln versorgen und nacheinander zuschalten — so findet man Quelle und Senke.Kabel prüfen
Testweise einen Klappferrit über ein Kabel setzen. Ändert sich das Verhalten, ist der Kopplungspfad gefunden; die endgültige Lösung ist dann ein Filter auf der Platine.Masse nachmessen
Mit dem Oszilloskop die Spannung zwischen zwei Massepunkten messen — kurze Federklemme statt Krokodilklemme, sonst misst man die Tastkopfschleife. Zehn Millivolt Differenz zwischen zwei „Massen“ sind üblich und erklären erstaunlich viele Fehler.Software ausschließen
Nicht jedes sporadische Fehlverhalten ist EMV. Watchdog-Resets protokollieren und die Reset-Ursache auslesen — die meisten Mikrocontroller speichern sie in einem Register.Quellen
- Henry W. Ott, Electromagnetic Compatibility Engineering, Wiley — das Standardwerk, sehr gut lesbar.
- Mark Montrose, EMC and the Printed Circuit Board, IEEE Press.
- Würth Elektronik, ANP105 — EMV-Konformität für CE von Elektro- und Elektronikprodukten, kostenloses PDF mit Normenübersicht.
- Texas Instruments, System-Level ESD Protection Guide (SLYY064).
- EMV-Richtlinie 2014/30/EU und die harmonisierten Normen EN 55032 / EN 55035.
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